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峰值因數抑制引擎應用於多載波基地台
( 2008年5月1日)
Wilson Oon, PhD, SMIEEE, Xilinx Asia Pacific Pte Ltd
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本文介紹了Xilinx最新的峰值因數抑制(Crest Factor Reduction, CFR)參考解決方案，波峰消滅峰值因數抑制(Peak Cancellation CFR)。本文首先回顧了採用峰值因數抑制技術來提高RFPA效率的動機，並簡介各種CFR技術，包括在適用於多載波TD-SCDMA標準的各種方案間的性能比較。此外還介紹了FPGA資源所要求實施的特定TD-SCDMA多載波系統結構。
峰值因數與RFPA效率
無線基地台設計中的RFPA(射頻功率放大器)能源效率對OPEX與CAPEX具有很大影響，是個非常重要的因素。由於可使用較小的功率放大器來得到所需的功耗，所需的冷卻設施較少，高效的RFPA解決方案可實現較低的CAPEX。另一方面，由於所消耗的功耗較少，還可實現較低的OPEX。
對RFPA較高效率的需求，引發了基地台的架構變革，從單載波功率放大器(SCPA)輸出轉向數位中頻載波多載波功率放大器(MCPA)。後者可允許應用峰值因數縮小(CFR)技術及數位線性化技術，如數位預失真(DPD)。
然而，線性載波訊號造成了較高的峰值與平均功率比(PAPR)。不僅3G CDMA載波是這種情況，而且多載EDGE及GSM訊號也是如此。由於單獨CDMA及OFDM載波中獨立波形的線性的結合，使單載波CDMA或OFDM訊號也具有較高的峰值因數(CF)。
峰值因數抑制用於測量PAPR，可透過等式(1)來確定。
其中x為真實值的升頻帶通訊號。
較高的CF要求常用的AB級RFPA以某種輸出補償工作，以防止高峰值訊號將RFPA驅動到非線性狀態。首先看一下CF與RFPA效率間的關係。
RFPA效率為在某個工作點上到直流電源的平均輸出功率，按等式(2)計算：
這表明，為了實現較高的效率，必須將RFPA輸出提高到接近飽和點(超過該點就會產生非線性效應)。可是，在實際的運行中，不僅由於輸入訊號到RFPA的CF，RFPA中較弱的非線性特點也要求對輸出功率進行補償。
圖1說明了輸入功率補償與輸出功率補償(OPBO)間的關係。OPBO定義為最大輸出功率(飽和) 與實際輸出功率的比。為了達到所需的OPBO水準，必須提高的IPBO值。由於工作點不變，等式的分母也不變，但分子會隨著效率下降造成的OPBO增大而縮小。
在訊號中具有高CF值時，有兩個方法解決效率隨OPBO降低的問題。可使用高效率的CFR方案來降低PAPR多載波輸入訊號，或使用DPD來增大RFPA線性工作的範圍。透過將輸入訊號的PAPR降低到RFPA，可降低IPBO，從而實現更低的OPBO，進而提高效率。
採用CFR，可實現16%左右的典型效率。如果不使用CFR，效率只有8% 。
峰值因數抑制技術
現在已經有許多峰值因數抑制方案了，從編碼選擇、基頻I & Q或極性削波、波峰修整CFR(PW-CFR)、雜訊頻譜成形CFR(NS-CFR)及脈衝抑制CFR(PI-CFR)等。
Xilinx近期推出了一種技術，稱為峰值因數抑制CFR(PC-CFR)。除了其他優勢外，由於減少了計算負荷，還減少了使用資源。
波峰修整CFR(PW-CFR)
PW-CFR是傳統削波技術的擴展，可對削波訊號進行時域調節來降低PAPR。
以下為傳統計算削波的等式
當c(n)確定後，A為削波訊號所允許的最大振幅。採用適當的修整用平滑的函數b(n)來代替c(n)，以限制訊號的頻譜擴展。
PW-CFR處理訊號的ACLR與EVM性能y(n)取決於修整視窗的類型及修整視窗的長度變化。修整窗口長度可用於權衡ACLR與EVM間的性能，修整視窗越長，ALCR值越好，但EVM性能下降 。
雜訊頻譜成形CFR(NS-CFR)
這種方案是首個Xilinx推出的WCDMA數位前端參考解決方案，後來用於WiMAX。NS-CFR透過削減所有超過一定削波閥值的取樣訊號，可縮小CF。
在NS-CFR(也稱為誤差調節CFR)系統中，傳統的極性削波用於對超過一定閥值的訊號峰值進行削減。然後對削波訊號進行雜訊頻譜成形處理，以確保經過削波後產生的雜訊下降到訊號頻帶範圍以內。
然後將雜訊頻譜成形削波訊號從初始訊號中去除，以縮小PAPR。此過程中也會出現峰值再生，在以後的階段可以採用該方案的進一步迭帶來消除這種影響。
NS-CFR方案比PW-CFR具有更好的效果。
脈衝抑制CFR(PI-CFR)
PI-CFR方案通常在數位削波電路的最後一階中採用，實際上，PI-CFR方案以取樣率的幾分之一檢測輸入的高PAPR訊號的峰值，並且對於每個超過削波閥值的波峰，都會產生一個振幅相同、相位相反的對應的“完整” 訊號。所產生的訊號用於抵消檢測到的峰值訊號。
典型的PI-CFR系統包含一些有少量脈衝產生器的檢測與削減(PDC)階。由於同時應用多個PDC階，在此過程中還會產生峰值再生問題。
波峰修整CFR(PW-CFR)
PC-CFR技術的CF縮小能力在某些方面類似於NS-CFR。然而，與前面介紹的NS-CFR不同，PC-CFR方案中重新產生的頻譜成形訊號基於取樣的峰值， 然後在適當的延遲處理後，用該訊號減去超過削波閥值的初始峰值訊號。而對於NS-CFR，要對所有削波雜訊取樣進行濾波，並用該結果減去相應的初始延遲峰值訊號。
簡化的方法只用峰值取樣來減，可實現較少的失真，並可減較少計算負荷。
在每個PC-CFR階，可以包含四個CPG(消除脈衝產生器)及峰值調節部分。PC-CFR方案的另一優勢是其彈性，透過適當修改產生脈衝所用的濾波器，可在同一系統上支援多個無線介面標準。
圖1說明了輸入功率補償與輸出功率補償(OPBO)間的關係
圖2為對於15MHz 的頻寬，增益為3dB at 1E-4的六個非相鄰TD-SCDMA載波，在7% EVM工作點處CFR輸入與輸出的CCDF圖。其中輸出取樣率為76.8 MSPS(該PC-CFR參考設計也適用61.44 MSPS DFE 解決方案)。
圖3顯示了對類似配置施加頻譜發射遮罩(SEM)的PSD性能。
圖4顯示了PC-CFR、NS-CFR與 PW-CFR方案的性能對比。注意，對不同的EVM 值，PC-CFR 具有最好的性能，而二次迭代PC-CFR並沒有什麼提高。
表1為二次迭帶PC-CFR所用的FPGA資源。
表2列出了對10MHz六載波三天線(6C3A)TD-SCDMA 76.8 MSPS數位前端的資源利用，其中每個天線都需要二次迭帶PC-CFR模組。這種配置可用於基地台和遠端射頻單元(RRU)。
根據表2中的資料，使用兩個V4SX35 FPGA可允許設計師構建一個完整的6C6A數字前端，CFR方案比RFPA的效率高。這在RRU需要傳導冷卻的運行條件下，尤其重要。
PC-CFR需要較少的FPGA資源即可達成目標效能
綜上所述，可以看出與其他已知的方案相比，PC-CFR方案具有更好的性能，所需的FPGA 資源較少。這些方案與相容的TD-SCDMA DFE參考設計一起，讓RRU或基地台開發人員可縮短產品入市時間，在競爭中取得成功。
參考文獻
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4. Van Nee, R., and R. Prasad, “OFDM for Wireless Multimedia Communications”, Norwood, MA, Artech House, 1999
5. Roland Sperlich, “Adaptive Power Amplifier Linearization by Digital Pre-Distortion with Narrowband Feedback using Genetic Algorithms”, PhD Thesis, 2005
6. Olli Vaananen, “Digital Modulators with Crest Factor Reduction Techniques”, PhD Thesis, 2006
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Figure 1, Figure 2, Figure 3, Figure 4, Table 1, Table 2
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